之前在跟同事罗帅讨论驱动器的热损耗，学习了一下，找的一篇TI的文章对半桥的功耗计算。

文章：
Application Report
Calculating Power Dissipation for a H-Bridge or Half Bridge Driver

摘要：

在为电机应用或具有电感特性的负载选择集成 H 桥或半桥驱动器时，必须考虑由于负载电流和输出的 PWM 开关以进行电流调节而导致的驱动器功耗。 器件上消耗的功率会使器件的结温超过环境温度，具体取决于热阻抗。 热阻取决于 IC 的特性（封装、芯片尺寸等）和 PCB 设计，这通常是给定驱动器提供多少电流的限制因素。 要计算给定应用中的最大允许电流，需要估算电机驱动器的总功耗。 本应用报告展示了如何估算功率 FET 和整个器件本身在每种情况下的功耗。

1 集成驱动器中的功耗来源

驱动器 IC 中的功率 FET 有两个基本的功耗来源。

1.1 导通损耗

每个 FET 的导通损耗由于其导通电阻而产生的功耗由下式给出：
P R O N [ W ] = R O N × I L 2 P_{RON}[W]= R_{ON} \times I^2_LPRON[W]=RON×IL2

  • R O N R_{ON}RON=FET 导通电阻[ohm]
  • I L I_LIL = 负载电流[A]

请注意，R O N R_{ON}RON 随温度升高而增加。 因此，随着设备升温，功耗也会增加。 在计算总器件功耗时必须考虑这一点。 通常，RON 在 150 摄氏度时的值大约是 25 摄氏度时的室温值的两倍。

1.2 开关损耗

与基于 PWM 的电流调节相关的开关损耗导致的功耗可以用以下表达式来近似：

  1. 1.上升沿和下降沿期间由于输出压摆引起的功耗由下式给出：
    P S W 1 [ W ] = ( 0.5 × V M × I L × V M / S R r i s e × f P W M ) + ( 0.5 × V M × I L × V M / S R f a l l × f P W M ) P_{SW1}[W]=(0.5 \times V_M \times I_L \times V_M / SR_{rise}\times f_{PWM}) + (0.5 \times V_M \times I_L \times V_M / SR_{fall}\times f_{PWM})PSW1[W]=(0.5×VM×IL×VM/SRrise×fPWM)+(0.5×VM×IL×VM/SRfall×fPWM)

  • f P W M f_{PWM}fPWM = PWM 开关频率 [Hz]

  • V M V_{M}VM = 驱动器电源电压 [V]

  • I L I_LIL = 负载电流 [A]

  • $SR_{rise} $ = 上升期间的输出电压转换率 [V/sec]

  • $SR_{fall} $ = 下降期间的输出电压转换率 [V/sec]

  • 输出压摆率是 EM（电磁）性能和器件功耗之间的平衡。

  • 由于开关 FET 之间的死区时间导致的功耗由下式给出：

P S W 2 [ W ] = ( V D × I L × t D E A D r i s e × f P W M ) + ( V D × I L × t D E A D f a l l × f P W M ) P_{SW2}[W]=(V_D \times I_L \times tDEAD_{rise} \times f_{PWM}) + (V_D \times I_L \times tDEAD_{fall} \times f_{PWM})PSW2[W]=(VD×IL×tDEADrise×fPWM)+(VD×IL×tDEADfall×fPWM)

  • f P W M f_{PWM}fPWM = PWM 开关频率 [Hz]
  • V D V_{D}VD = FET 体二极管正向偏置电压 [V]
  • I L I_LIL = 负载电流 [A]
  • $tDEAD_{rise} $ = 上升过程中的死区时间 [sec]
  • $tDEAD_{fall} $ = 下降过程中的死区时间 [sec]

死区时间对于降低开关功率 FET 之间的任何电流直通风险是必要的。 集成 FET 驱动器通常具有基于反馈的自定时 FET 开关序列，以确保尽可能小的死区时间，同时避免任何击穿电流。

  1. 在再循环路径中 FET 导通期间由于 OUTPUT 摆动导致的功耗由下式给出：
    P S W 1 [ W ] = ( 0.5 × V D × I L × V D / S R r i s e × f P W M ) + ( 0.5 × V D × I L × V D / S R f a l l × f P W M ) P_{SW1}[W]=(0.5 \times V_D \times I_L \times V_D / SR_{rise}\times f_{PWM}) + (0.5 \times V_D \times I_L \times V_D / SR_{fall}\times f_{PWM})PSW1[W]=(0.5×VD×IL×VD/SRrise×fPWM)+(0.5×VD×IL×VD/SRfall×fPWM)

这种耗散通常不被考虑，因为它非常微不足道

  1. 由于开关 FET 的反向恢复损耗也会产生功率耗散。 这是由于典型大功率 FET (R D S O N R_{DSON}RDSON< ~100 mΩ) 的正向偏置体二极管的电流方向发生变化而发生的。 这些损耗通常会限制较高压摆率（> 25 V/μsec）下的功耗节省。 这种耗散通常也不被考虑，因为它非常微不足道。

1.3 器件电流消耗

器件电流消耗引起的功耗，由下式给出
P I V M [ W ] = V M × I V M P_{IVM}[W]=V_M \times I_{VM}PIVM[W]=VM×IVM

  • V M V_MVM = 驱动器电源电压 [V]
  • I V M I_{VM}IVM = 设备工作电源电流 [A]

考虑到 I V M I_{VM}IVM 通常约为 5 - 10 mA，这种耗散通常不被考虑，因为它非常微不足道。

1.4 稳压器ldo消耗

一些驱动器设备具有可用的外部 LDO 稳压器输出，用于提供一些参考电流或为外部负载供电的电流。 由于该外部负载电流而产生的功耗由下式给出
P L D O [ W ] = ( V M − V L D O ) × I L D O P_{LDO}[W]=(V_M - V_{LDO}) \times I_{LDO}PLDO[W]=(VM−VLDO)×ILDO

这种耗散通常不被考虑，因为它非常微不足道。

总结

总之，总功耗由下式给出：
P T O T = P R O N + P S W 1 + P S W 2 + P S W 3 + P I V M + P L D O P_{TOT}= P_{RON} + P_{SW1} + P_{SW2} +P_{SW3}+P_{IVM}+P_{LDO}PTOT=PRON+PSW1+PSW2+PSW3+PIVM+PLDO

通常，这可以近似为三个来源，由下式给出：
P T O T = ( P R O N + P S W 1 + P S W 2 ) P_{TOT}= (P_{RON} + P_{SW1} + P_{SW2})PTOT=(PRON+PSW1+PSW2)

下一小节根据应用配置（使用高侧或低侧再循环的 H 桥或半桥驱动器）显示每个功率 FET 中用于传导和开关损耗的功率耗散。

半桥

低侧循环的半桥

图 1-4 显示了 PWM 调节中半桥在 HS - 负载（区域 #1）和 LS - 负载（区域 #5）与其他转换（上升沿和区域 # 的区域 #2、3 和 4）之间的开关序列 6、7 和 8 用于下降沿）。 每个 FET 的功耗如下：

表格中：

  • R O N R_{ON}RON=FET 导通电阻[ohm]
  • f P W M f_{PWM}fPWM = PWM 开关频率 [Hz]
  • V M V_MVM = 驱动器电源电压 [V]
  • I L I_LIL = 负载电流[A]
  • D = PWM 占空比介于 0 和 1 之间
  • $SR_{HSOFF} $ = HS关闭时上升期间的输出电压转换速率 [V/sec]
  • $SR_{HSON} $ = HS 开启时下降期间的输出电压转换速率 [V/sec]
  • V D V_{D}VD = FET 体二极管正向偏置电压 [V]
  • t D E A D _ L S O N t_{DEAD\_LSON}tDEAD_LSON = HS 关闭后的死区时间 [秒]
  • $t_{DEAD_LSOFF} $ = HS 开启前的死区时间 [秒]
  • $SR_{LSON} $ = LS 开启时上升期间的输出电压转换率 [V/sec]
  • $SR_{LSOFF} $ = LS 关闭时下降期间的输出电压转换率 [V/sec]

如果我们假设 #4 和 #6 区域的功耗可以忽略不计，上升沿和下降沿的压摆率匹配，死区时间相等，则每个 FET 的功耗可以近似如下：
P L S = [ R O N × I L 2 × ( 1 − D ) ] + [ 2 × V D × I L × t D E A D × f P W M ] P_{LS} = [R_{ON} \times I^2_L \times (1-D)] + [2 \times V_D \times I_L \times t_{DEAD} \times f_{PWM}]PLS=[RON×IL2×(1−D)]+[2×VD×IL×tDEAD×fPWM]
P H S = [ R O N × I L 2 × D ] + [ V M × I L × ( V M / S R ) × f P W M ] P_{HS} = [R_{ON} \times I^2_L \times D] + [V_M \times I_L \times (V_M /SR) \times f_{PWM}]PHS=[RON×IL2×D]+[VM×IL×(VM/SR)×fPWM]

与 H 桥驱动器相比，由于传导损耗导致的功耗大约减少了一半，但开关损耗保持不变。

高端侧循环的半桥也是一样的

示例计算

  • $R_{ON} $ = 100mΩ
  • f P W M f_{PWM}fPWM = 20 KHz
  • $V_M $ = 13.5 V
  • $I_L $ = 1A
  • $D $ = 50%
  • $SR_{HSOFF} $ = 13.5 V/us
  • $SR_{HSON} $ = 13.5 V/us
  • V D V_{D}VD = 1V
  • t D E A D _ L S O N t_{DEAD\_LSON}tDEAD_LSON = 100ns
  • $t_{DEAD_LSOFF} $ = 100ns
  • $SR_{LSON} $ = 13.5 V/us
  • $SR_{LSOFF} $ = 13.5 V/us
部分 PWM 周期内的时间比 低端 高端
1 50% 0 100 m Ω × 1 2 A 100m \varOmega \times 1^2 A100mΩ×12A
2 13.5V / 13.5V/us x 20KHz 0 0.5 x 13.5V x 1A
3 100ns x 20kHz 1V x 1A 0
4 13.5V / 13.5V/us x 20KHz 0.5 x 1V x 1A 0
5 (1-50%) 100 m Ω × 1 2 A 100m \varOmega \times 1^2 A100mΩ×12A 0
6 1V / 13.5V/us x 20KHz 0.5 x 1V x 1A 0
7 100ns x 20kHz 1V x 1A 0
8 13.5V / 13.5V/us x 20KHz 0 0.5 x 13.5V x 1A

P L S = [ 100 m Ω × 1 2 A × ( 1 − 0.5 ) ] + [ 2 × 1 V × 1 A × 100 n s × 20 K h z ] = 0.054 W P_{LS} = [100m \varOmega \times 1^2 A \times(1-0.5)] + [2 \times 1V \times 1A \times 100ns \times 20Khz] = 0.054WPLS=[100mΩ×12A×(1−0.5)]+[2×1V×1A×100ns×20Khz]=0.054W

P L S = [ 100 m Ω × 1 2 A × 0.5 ] + [ 13.5 V × 1 A × 13.5 V / 13.5 V / u s × 20 K H z ] = 0.32 W P_{LS} = [100m \varOmega \times 1^2 A \times 0.5] + [ 13.5V \times 1A \times 13.5V / 13.5V/us \times 20KHz] = 0.32 WPLS=[100mΩ×12A×0.5]+[13.5V×1A×13.5V/13.5V/us×20KHz]=0.32W

P T O T = 0.054 + 0.32 = 0.374 W P_{TOT} = 0.054+0.32 = 0.374 WPTOT=0.054+0.32=0.374W

简单的总结，主要的两部分损耗还是在导通损耗和开关损耗上。

  • 影响导通损耗的主要是导通的电阻R O N R_{ON}RON,可以选择导通电阻小一些的mos，减少发热。
  • 影响开关损耗的主要是电压上升的速度，所以我们更希望，开通关断的更快一些。因为在这个时间里，损耗是I*U。